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技術參數詳解,MOS管知識最全收錄

時間:2022-5-10 11:11:00
摘要: MOS管,即金屬(Metal)—氧化物(Oxide)—半導體(Semiconductor)場效應晶體管,是一種應用場效應原理工作的半導體器件。

MOS管,即金屬(Metal)—氧化物(Oxide)—半導體(Semiconductor)場效應晶體管,是一種應用場效應原理工作的半導體器件。


和普通雙極型晶體管相比,MOS管具有輸入阻抗高、噪聲低、動态範圍大、功耗小、易于集成等優勢,在開關電源、鎮流器、高頻感應加熱、高頻逆變焊機、通信電源等高頻電源領域得到了越來越普遍的應用。


MOS管的種類及結構



MOS管是FET的一種(另一種為JFET結型場效應管),主要有兩種結構形式:N溝道型和P溝道型;又根據場效應原理的不同,分為耗盡型(當栅壓為零時有較大漏極電流)和增強型(當栅壓為零,漏極電流也為零,必須再加一定的栅壓之後才有漏極電流)兩種。因此,MOS管可以被制構成P溝道增強型、P溝道耗盡型、N溝道增強型、N溝道耗盡型4種類型產品。

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圖表1MOS管的4種類型

每一個MOS管都提供有三個電極:Gate栅極(表示為“G”)、Source源極(表示為“S”)、Drain漏極(表示為“D”)。接線時,對于N溝道的電源輸入為D,輸出為S;P溝道的電源輸入為S,輸出為D;且增強型、耗盡型的接法基本一樣。

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圖表2MOS管内部結構圖

從結構圖可發現,N溝道型場效應管的源極和漏極接在N型半導體上,而P溝道型場效應管的源極和漏極則接在P型半導體上。場效應管輸出電流由輸入的電壓(或稱場電壓)控制,其輸入的電流極小或沒有電流輸入,使得該器件有很高的輸入阻抗,這也是MOS管被稱為場效應管的重要原因。

MOS管工作原理


1、N溝道增強型場效應管原理


N溝道增強型MOS管在P型半導體上生成一層SiO2薄膜絕緣層,然後用光刻工藝擴散兩個高摻雜的N型區,從N型區引出電極(漏極D、源極S);在源極和漏極之間的SiO2絕緣層上鍍一層金屬鋁作為栅極G;P型半導體稱為襯底,用符号B表示。由于栅極與其它電極之間是相互絕緣的,所以NMOS又被稱為絕緣栅型場效應管。

當栅極G和源極S之間不加任何電壓,即VGS=0時,由于漏極和源極兩個N+型區之間隔有P型襯底,相當于兩個背靠背連接的PN結,它們之間的電阻高達1012Ω,即D、S之間不具備導電的溝道,所以無論在漏、源極之間加何種極性的電壓,都不會產生漏極電流ID。

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圖表3N溝道增強型MOS管結構示意圖

當将襯底B與源極S短接,在栅極G和源極S之間加正電壓,即VGS>0時,如圖表3(a)所示,則在栅極與襯底之間產生一個由栅極指向襯底的電場。在這個電場的作用下,P襯底表面附近的空穴受到排斥将向下方運動,電子受電場的吸引向襯底表面運動,與襯底表面的空穴復合,形成了一層耗盡層。

如果進一步提高VGS電壓,使VGS達到某一電壓VT時,P襯底表面層中空穴全部被排斥和耗盡,而自由電子大量地被吸引到表面層,由量變到質變,使表面層變成了自由電子為多子的N型層,稱為“反型層”,如圖表3(b)所示。

反型層将漏極D和源極S兩個N+型區相連通,構成了漏、源極之間的N型導電溝道。把開始形成導電溝道所需的VGS值稱為阈值電壓或開啟電壓,用VGS(th)表示。顯然,只有VGS>VGS(th)時才有溝道,而且VGS越大,溝道越厚,溝道的導通電阻越小,導電能力越強;“增強型”一詞也由此得來。

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圖表4耗盡層與反型層產生的結構示意圖

在VGS>VGS(th)的條件下,如果在漏極D和源極S之間加上正電壓VDS,導電溝道就會有電流流通。漏極電流由漏區流向源區,因為溝道有一定的電阻,所以沿着溝道產生電壓降,使溝道各點的電位沿溝道由漏區到源區逐漸減小,靠近漏區一端的電壓VGD最小,其值為VGD=VGS-VDS,相應的溝道最薄;靠近源區一端的電壓最大,等于VGS,相應的溝道最厚。

這樣就使得溝道厚度不再是均勻的,整個溝道呈傾斜狀。随着VDS的增大,靠近漏區一端的溝道越來越薄。

當VDS增大到某一臨界值,使VGD≤VGS(th)時,漏端的溝道消失,只剩下耗盡層,把這種情況稱為溝道“預夾斷”,如圖表4(a)所示。繼續增大VDS[即VDS>VGS-VGS(th)],夾斷點向源極方向移動,如圖表4(b)所示。

盡管夾斷點在移動,但溝道區(源極S到夾斷點)的電壓降保持不變,仍等于VGS-VGS(th)。因此,VDS多余部分電壓[VDS-(VGS-VGS(th))]全部降到夾斷區上,在夾斷區内形成較強的電場。這時電子沿溝道從源極流向夾斷區,當電子到達夾斷區邊緣時,受夾斷區強電場的作用,會很快的漂移到漏極。
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圖表5預夾斷及夾斷區形成示意圖
2、P溝道增強型場效應管原理


P溝道增強型MOS管因在N型襯底中生成P型反型層而得名,其通過光刻、擴散的方法或其他手段,在N型襯底(基片)上制作出兩個摻雜的P區,分別引出電極(源極S和漏極D),同時在漏極與源極之間的SiO2絕緣層上制作金屬栅極G。其結構和工作原理與N溝道MOS管類似;只是使用的栅-源和漏-源電壓極性與N溝道MOS管相反。

在正常工作時,P溝道增強型MOS管的襯底必須與源極相連,而漏極對源極的電壓VDS應為負值,以保證兩個P區與襯底之間的PN結均為反偏,同時為了在襯底頂表面附近形成導電溝道,栅極對源極的電壓也應為負。

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圖表6P溝道增強型MOS管的結構示意圖

當VDS=0時。在栅源之間加負電壓比,由于絕緣層的存在,故沒有電流,但是金屬栅極被補充電而聚集負電荷,N型半導體中的多子電子被負電荷排斥向體内運動,表面留下帶正電的離子,形成耗盡層。

随着G、S間負電壓的增加,耗盡層加寬,當VDS增大到一定值時,襯底中的空穴(少子)被栅極中的負電荷吸引到表面,在耗盡層和絕緣層之間形成一個P型薄層,稱反型層,如圖表6(2)所示。

這個反型層就構成漏源之間的導電溝道,這時的VGS稱為開啟電壓VGS(th),達到VGS(th)後再增加,襯底表面感應的空穴越多,反型層加寬,而耗盡層的寬度卻不再變化,這樣我們可以用VGS的大小控制導電溝道的寬度。

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圖表7P溝道增強型MOS管耗盡層及反型層形成示意圖

當VDS≠0時。導電溝道形成以後,D、S間加負向電壓時,那麽在源極與漏極之間将有漏極電流ID流通,而且ID随VDS而增,ID沿溝道產生的壓降使溝道上各點與栅極間的電壓不再相等,該電壓削弱了栅極中負電荷電場的作用,使溝道從漏極到源極逐漸變窄,如圖表7(1)所示。

當VDS增大到使VGD=VGS(即VDS=VGS-VGS(TH)),溝道在漏極附近出現預夾斷,如圖表7(2)所示。再繼續增大VDS,夾斷區只是稍有加長,而溝道電流基本上保持預夾斷時的數值,其原因是當出現預夾斷時再繼續增大VDS,VDS的多余部分就全部加在漏極附近的夾斷區上,故形成的漏極電流ID近似與VDS無關。

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圖表8P溝道增強型MOS管預夾斷及夾斷區形成示意圖
3、N溝道耗盡型場效應管原理


N溝道耗盡型MOS管的結構與增強型MOS管結構類似,只有一點不同,就是N溝道耗盡型MOS管在栅極電壓VGS=0時,溝道已經存在。這是因為N溝道是在制造過程中采用離子注入法預先在D、S之間襯底的表面、栅極下方的SiO2絕緣層中摻入了大量的金屬正離子,該溝道亦稱為初始溝道。

當VGS=0時,這些正離子已經感應出反型層,形成了溝道,所以只要有漏源電壓,就有漏極電流存在;當VGS>0時,将使ID進一步增加;VGS<0時,随着VGS的減小,漏極電流逐漸減小,直至ID=0。對應ID=0的VGS稱為夾斷電壓或阈值電壓,用符号VGS(off)或Up表示。

由于耗盡型MOSFET在VGS=0時,漏源之間的溝道已經存在,所以只要加上VDS,就有ID流通。如果增加正向栅壓VGS,栅極與襯底之間的電場将使溝道中感應更多的電子,溝道變厚,溝道的電導增大。

如果在栅極加負電壓(即VGS<0),就會在相對應的襯底表面感應出正電荷,這些正電荷抵消N溝道中的電子,從而在襯底表面產生一個耗盡層,使溝道變窄,溝道電導減小。當負栅壓增大到某一電壓VGS(off)時,耗盡區擴展到整個溝道,溝道完全被夾斷(耗盡),這時即使VDS仍存在,也不會產生漏極電流,即ID=0。

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圖表9N溝道耗盡型MOS管結構(左)及轉移特性(右)示意圖

4、P溝道耗盡型場效應管原理


P溝道耗盡型MOS管的工作原理與N溝道耗盡型MOS管完全相同,只不過導電的載流子不同,供電電壓極性也不同。

5、耗盡型與增強型MOS管的區別


耗盡型與增強型的主要區別在于耗盡型MOS管在G端(Gate)不加電壓時有導電溝道存在,而增強型MOS管只有在開啟後,才會出現導電溝道;兩者的控制方式也不一樣,耗盡型MOS管的VGS(栅極電壓)可以用正、零、負電壓控制導通,而增強型MOS管必須使得VGS>VGS(th)(栅極阈值電壓)才行。

由于耗盡型N溝道MOS管在SiO2絕緣層中摻有大量的Na+或K+正離子(制造P溝道耗盡型MOS管時摻入負離子),當VGS=0時,這些正離子產生的電場能在P型襯底中感應出足夠的電子,形成N型導電溝道;當VGS>0時,将產生較大的ID(漏極電流);如果使VGS
這些特性使得耗盡型MOS管在實際應用中,當設備開機時可能會誤觸發MOS管,導致整機失效;不易被控制,使得其應用極少。

因此,日常我們看到的NMOS、PMOS多為增強型MOS管;其中,PMOS可以很方便地用作高端驅動。不過PMOS由于存在導通電阻大、價格貴、替換種類少等問題,在高端驅動中,通常還是使用NMOS替代,這也是市面上無論是應用還是產品種類,增強型NMOS管最為常見的重要原因,尤其在開關電源和馬達驅動的應用中,一般都用NMOS管。


MOS管重要特性



1、導通特性


導通的意義是作為開關,相當于開關閉合。NMOS的特性,VGS大于一定的值就會導通,适用于源極接地時的情況(低端驅動),只需栅極電壓達到4V或10V就可以了。PMOS的特性是,VGS小于一定的值就會導通,适用于源極接VCC時的情況(高端驅動)。

2、損失特性


不管是NMOS還是PMOS,導通後都有導通電阻存在,電流就會被電阻消耗能量,這部分消耗的能量叫做導通損耗。小功率MOS管導通電阻一般在幾毫歐至幾十毫歐左右,選擇導通電阻小的MOS管會減小導通損耗。

MOS管在進行導通和截止時,兩端的電壓有一個降落過程,流過的電流有一個上升的過程,在這段時間内,MOS管的損失是電壓和電流的乘積,這稱之為開關損失。通常開關損失比導通損失大得多,而且開關頻率越快,損失也越大。

導通瞬間電壓和電流的乘積越大,構成的損失也就越大。縮短開關時間,可以減小每次導通時的損失;降低開關頻率,可以減小單位時間内的開關次數。這兩種辦法都可以減小開關損失。

3、寄生電容驅動特性


跟雙極性晶體管相比,MOS管需要GS電壓高于一定的值才能導通,而且還要求較快的導通速度。在MOS管的結構中可以看到,在GS、GD之間存在寄生電容,而MOS管的驅動,理論上就是對電容的充放電。

對電容的充電需要一個電流,由于對電容充電瞬間可以把電容看成短路,所以瞬間電流會比較大。選擇/設計MOS管驅動時第一個要留意的是可提供瞬間短路電流的大小;第二個要留意的是,普遍用于高端驅動的NMOS,導通時需要栅極電壓大于源極電壓。

而高端驅動的MOS管導通時源極電壓與漏極電壓(VCC)相同,所以這時栅極導通電壓要比VCC高4V或10V,而且電壓越高,導通速度越快,導通電阻也越小。

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圖表104種MOS管特性比較示意圖

4、寄生二極管


漏極和源極之間有一個寄生二極管,即“體二極管”,在驅動感性負載(如馬達、繼電器)應用中,主要用于保護回路。不過體二極管只在單個MOS管中存在,在集成電路芯片内部通常是沒有的。

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圖表11寄生二極管位置示意圖

5、不同耐壓MOS管特點


不同耐壓的MOS管,其導通電阻中各部分電阻比例分布不同。如耐壓30V的MOS管,其外延層電阻僅為總導通電阻的29%,耐壓600V的MOS管的外延層電阻則是總導通電阻的96.5%。

不同耐壓MOS管的區別主要在于,耐高壓的MOS管其反應速度比耐低壓的MOS管要慢,因此,它們的特性在實際應用中也表現出了不一樣之處,如耐中低壓MOS管只需要極低的栅極電荷就可以滿足強大電流和大功率處理能力,除開關速度快之外,還具有開關損耗低的特點,特別适應PWM輸出模式應用;而耐高壓MOS管具有輸入阻抗高的特性,在電子鎮流器、電子變壓器、開關電源方面應用較多。

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圖表12不同耐壓MOS管特點一覽表


MOS管與三極管、IBGT的差別


1、MOS管與三極管的差別


三極管全稱為半導體三極管,它的主要作用就是将微小的信号中止放大。MOS管與三極管有着許多相近的地方,也有許多不同之處。

首先是開關速度的不同。三極管工作時,兩個PN結都會感應出電荷,當開關管處于導通狀态時,三極管處于飽和狀态,假設這時三極管截至,PN結感應的電荷要恢復到平衡狀态,這個過程需求時間。而MOS由于工作方式不同,不需要恢復時間,因此可以用作高速開關管。

其次是控制方式不同。MOS管是電壓控制元件,而三級管是電流控制元件。在只允許從信号源取較少電流的情況下,應選用MOS管;而在信号電壓較低,又允許從信号源取較多電流的條件下,應選用三極管。

接着是載流子種類數量不同。電力電子技術中提及的單極器件是指只靠一種載流子導電的器件,雙極器件是指靠兩種載流子導電的器件。MOS管只應用了一種多數載流子導電,所以也稱為單極型器件;而三極管是既有多數載流子,也應用少數載流子導電;是為雙極型器件。

第三是靈活性不同。有些MOS管的源極和漏極可以互換運用,栅壓也可正可負,靈活性比三極管好。

第四是集成能力不同。MOS管能在很小電流和很低電壓的條件下工作,而且它的制造工藝可以很方便地把很多MOS管集成在一塊矽片上,因此MOS管在大範圍集成電路中得到了普遍的應用。

第五是輸入阻抗和噪聲能力不同。MOS管具有較高輸入阻抗和低噪聲等優點,被普遍應用于各種電子設備中,特別用MOS管做整個電子設備的輸入級,可以獲得普通三極管很難達到的性能。

最後是功耗損耗不同。同等情況下,采用MOS管時,功耗損耗低;而選用三極管時,功耗損耗要高出許多。

當然,在使用成本上,MOS管要高于三極管,因此根據兩種元件的特性,MOS管常用于高頻高速電路、大電流場所,以及對基極或漏極控制電流比較敏感的中央區域;而三極管則用于低成本場所,達不到效果時才會考慮替換選用MOS管。

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表13MOS管與三極管主要差異比較一覽

2、MOS管與IBGT的差別


IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor),絕緣栅雙極型晶體管,是由BJT(雙極型三極管)和MOS絕緣栅型場效應管組成的復合全控型電壓驅動式功率半導體器件,兼有MOSFET的高輸入阻抗和功率晶體管(GTR)的低導通壓降兩方面的優點。

GTR飽和壓降低,載流密度大,但驅動電流較大;MOSFET驅動功率很小,開關速度快,但導通壓降大,載流密度小。IGBT綜合了以上兩種器件的優點,驅動功率小而飽和壓降低。常見的IGBT又分為單管和模塊兩種,單管的外觀和MOS管有點相像,常見生產廠家有富士電機、仙童半導體等,模塊產品一般為内部封裝了數個單個IGBT,由内部聯接成适合的電路。

由于IGBT原理為先開通MOS管,再驅動三極管開通,該原理決定了IGBT的開關速度比MOS管慢,但比三極管快。

制造成本上,IGBT要比MOS管高很多,這是因為IGBT的制作多了薄片背面離子注入、薄片低溫退火(如激光退火)工序,而這兩個工序都需要專門針對薄片工藝的昂貴機台。

在低壓下,低壓MOS管的導通壓降通常都控制在0.5V以下(基本不會超過1V的),比如IR4110低壓MOS管,其内阻為4mΩ,給它100A的導通電流,導通壓降是0.4V左右。電流導通壓降低,意味着導通損耗小,同時兼具開關損耗小的特性,因此,IGBT相對MOS管在電性能沒有優勢,加上在性價比上MOS管更具優勢,所以基本上看不到低壓IGBT。

MOS管的最大劣勢是随着耐壓升高,内阻迅速增大,所以高壓下内阻很大,致使MOS管不能做大功率應用。

在高壓領域,MOS管的開關速度仍是最快的,但高壓下MOS管的導通壓降很大(内阻随耐壓升高而迅速升高),即便是耐壓600V的COOLMOS管,導通電阻可高達幾歐姆,致使耐流很小。

而IGBT在高耐壓下,導通壓降幾乎沒明顯增大(IGBT的導通電流通過三極管處理),所以高壓下IGBT優勢明顯,既有高開關速度,又有三極管的大電流特性;另外,在新一代IGBT產品中,開關速度高(納秒級),導通壓降、開關損耗等也有了長足進步,使得IGBT耐脈沖電流沖擊力更強,且耐壓高、驅動功率小等優點更加突出。

在需要耐壓超過150V的使用條件下,MOS管已經基本沒有優勢。以典型的IRFS4115與第四代IGBT型SKW30N60對比中,在150V、20A連續工況下運行,前者開關損耗為6mJ/pulse,而後者只有1.15mJ/pulse,不足前者的1/5;若用極限工作條件,二者功率負荷相差将更懸殊!

目前,諸如冶金、鋼鐵、高速鐵路、船舶等有大功率需求的領域已較少見到MOS管,而是廣泛應用IGBT元器件。

總的來說,IGBT更适用于高壓、大電流、低頻率(20KHZ左右)場所,電壓越高,IGBT越有優勢,在600v以上,IGBT的優勢非常明顯;而MOSFET更适用于低電壓、小電流、低頻率(幾十KHz~幾MHz)領域,電壓越低,MOS管越有優勢。


MOS管主要參數



場效應管的參數很多,包括極限參數、動态電特性參數和靜态電特性參數,其中重要的參數有:飽和漏源電流IDSS、夾斷電壓Up、開啟電壓VT(加強型絕緣栅管)、跨導gM、漏源擊穿電壓BVDS、最大耗散功率PDSM和最大漏源電流IDSM等。

1、最大額定參數


最大額定參數,要求所有數值取得條件為Ta=25℃。

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圖表14MOS管的絕對最大額定值示例

VDS/VDSS 最大漏源電壓

在栅源短接,漏源額定電壓VDSS[或寫作V(BR)DSS]是指漏-源未發生雪崩擊穿前所能施加的最大電壓。根據溫度的不同,實際雪崩擊穿電壓可能低于額定VDSS。

VGS/ VGSS 最大栅源電壓

VGS[或寫作V(BR)GSS]額定電壓是栅源兩極間可以施加的最大電壓。設定該額定電壓的主要目的是防止電壓過高導致的栅氧化層損傷。實際栅氧化層可承受的電壓遠高于額定電壓,但是會随制造工藝的不同而改變,因此保持VGS在額定電壓以内可以保證應用的可靠性。

ID 連續漏電流

ID定義為芯片在最大額定結溫TJ(max)下,管表面溫度在25℃或者更高溫度下,可允許的最大連續直流電流。該參數為結與管殼之間額定熱阻RθJC和管殼溫度的函數:

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ID中并不包含開關損耗,并且實際使用時保持管表面溫度在25℃(Tcase)也很難。因此,硬開關應用中實際開關電流通常小于ID 額定值@ TC=25℃的一半,通常在1/3~1/4。

注:采用熱阻JA可以估算出特定溫度下的ID,這個值更有現實意義。

IDM/IDSM 脈沖漏極電流/最大漏源電流

該參數反映了器件可以處理的脈沖電流的高低,脈沖電流要遠高于連續的直流電流。定義IDM的目的在于:線的歐姆區。對于一定的栅-源電壓,MOSFET導通後,存在最大的漏極電流,如圖表15所示,對于給定的一個栅-源電壓,如果工作點位于線性區域内,漏極電流的增大會提高漏-源電壓,由此增大導通損耗。長時間工作在大功率之下,将導致器件失效。因此,在典型栅極驅動電壓下,需要将額定IDM設定在區域之下,區域的分界點在VGS和曲線相交點。

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圖表15MOSFET導通後,存在最大的漏極電流

因此需要設定電流密度上限,防止芯片溫度過高而燒毀。這本質上是為了防止過高電流流經封裝引線,因為在某些情況下,整個芯片上最“薄弱的連接”不是芯片,而是封裝引線。

考慮到熱效應對于IDM的限制,溫度的升高依賴于脈沖寬度,脈沖間的時間間隔,散熱狀況,RDS(on)以及脈沖電流的波形和幅度。單純滿足脈沖電流不超出IDM上限并不能保證結溫不超過最大允許值。可以參考熱性能與機械性能中關于瞬時熱阻的讨論,來估計脈沖電流下結溫的情況。

PDSM 最大耗散功率

亦即容許溝道總功耗,标定了器件可以消散的最大功耗,可以表示為最大結溫和管殼溫度為25℃時熱阻的函數。

TJ、TSTG 工作溫度和存儲環境溫度的範圍

這兩個參數标定了器件工作和存儲環境所允許的結溫區間。設定這樣的溫度範圍是為了滿足器件最短工作壽命的要求。如果确保器件工作在這個溫度區間内,将極大地延長其工作壽命。

EAS 單脈沖雪崩擊穿能量

如果電壓過沖值(通常由于漏電流和雜散電感造成)未超過擊穿電壓,則器件不會發生雪崩擊穿,因此也就不需要消散雪崩擊穿的能力。雪崩擊穿能量标定了器件可以容忍的瞬時過沖電壓的安全值,其依賴于雪崩擊穿需要消散的能量。
定義額定雪崩擊穿能量的器件通常也會定義額定EAS。額定雪崩擊穿能量與額定UIS具有相似的意義。EAS标定了器件可以安全吸收反向雪崩擊穿能量的高低。

L是電感值,ID為電感上流過的電流峰值,其會突然轉換為測量器件的漏極電流。電感上產生的電壓超過MOSFET擊穿電壓後,将導致雪崩擊穿。雪崩擊穿發生時,即使MOSFET處于關斷狀态,電感上的電流同樣會流過MOSFET器件。電感上所儲存的能量與雜散電感上存儲,由MOSFET消散的能量類似。

MOSFET并聯後,不同器件之間的擊穿電壓很難完全相同。通常情況是:某個器件率先發生雪崩擊穿,随後所有的雪崩擊穿電流(能量)都從該器件流過。

EAR 重復雪崩能量

重復雪崩能量已經成為“工業标準”,但是在沒有設定頻率、其它損耗以及冷卻量的情況下,該參數沒有任何意義。散熱(冷卻)狀況經常制約着重復雪崩能量。對于雪崩擊穿所產生的能量高低也很難預測。

額定EAR的真實意義在于标定了器件所能承受的反復雪崩擊穿能量。該定義的前提條件是:不對頻率做任何限制,從而器件不會過熱,這對于任何可能發生雪崩擊穿的器件都是現實的。在驗證器件設計的過程中,最好可以測量處于工作狀态的器件或者熱沉的溫度,來觀察MOSFET器件是否存在過熱情況,特別是對于可能發生雪崩擊穿的器件。

IAR 雪崩擊穿電流

對于某些器件,雪崩擊穿過程中芯片上電流集邊的傾向要求對雪崩電流IAR進行限制。這樣,雪崩電流變成雪崩擊穿能量規格的“精細闡述”;其揭示了器件真正的能力。

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圖表16雪崩破壞耐量測定電路和波形

SOA 安全工作區

每種MOS管都會給出其安全工作區域,功率MOS管不會表現出二次擊穿,因此安全運行區域只簡單從導致結溫達到最大允許值時的耗散功率定義。

2、靜态電特性


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圖表17靜态電特性及參數一覽表

V(BR)DSS/VBDSS 漏源擊穿電壓(破壞電壓)

或叫BVDS,是指在特定的溫度和栅源短接情況下,流過漏極電流達到一個特定值時的漏源電壓。這種情況下的漏源電壓為雪崩擊穿電壓。
V(BR)DSS是正溫度系數,其漏源電壓的最大額定值随着溫度的下降而降低,在-50℃時,V(BR)DSS大約是25℃時最大漏源額定電壓的90%。

BVGS 栅源擊穿電壓

在增加栅源電壓過程中,使栅極電流IG由零開端劇增時的VGS。

VGS(th)阈值電壓

也用VT表示,是指加的栅源電壓能使漏極開始有電流,或關斷MOSFET時電流消失時的電壓,測試的條件(漏極電流、漏源電壓、結溫)也是有規格的。正常情況下,所有的MOS栅極器件的阈值電壓都會有所不同。因此,VGS(th)的變化範圍是規定好的。VGS(th)是負溫度系數,當溫度上升時,MOSFET将會在比較低的栅源電壓下開啟。

VGS(off) 夾斷電壓

也用Up表示,是指結型或耗盡型絕緣栅場效應管中,使漏源間剛截止時的栅極電壓。

RDS(on) 導通電阻

是指在特定的漏電流(通常為ID電流的一半)、栅源電壓和25℃的情況下測得的漏-源電阻。

RGS 栅源電阻

即在栅、源極之間加的電壓與栅極電流之比,這一特性有時以流過栅極的栅流表示MOS管的RGS能夠很容易地超越1010Ω。

IDSS 零栅壓漏極電流

也稱為飽和漏源電流,是指在當栅源電壓VGS=0時,在特定的漏源電壓下的漏源之間泄漏電流。既然泄漏電流随着溫度的增加而增大,IDSS在室溫和高溫下都有規定。漏電流造成的功耗可以用IDSS乘以漏源之間的電壓計算,通常這部分功耗可以忽略不計。

IGSS 栅源漏電流

是指在特定的栅源電壓情況下流過栅極的漏電流。

3、動态電特性


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圖表18動态電特性及參數一覽表

Ciss 輸入電容

将漏源短接,用交流信号測得的栅極和源極之間的電容就是輸入電容。Ciss是由栅漏電容Cgd和栅源電容Cgs并聯而成,或者Ciss=Cgs+Cgd。當輸入電容充電致阈值電壓時器件才能開啟,放電致一定值時器件才可以關斷。因此驅動電路和Ciss對器件的開啟和關斷延時有着直接的影響。

Coss 輸出電容

将栅源短接,用交流信号測得的漏極和源極之間的電容就是輸出電容。Coss是由漏源電容Cds和栅漏電容Cgd并聯而成,或者Coss=Cds+Cgd,對于軟開關的應用,Coss非常重要,因為它可能引起電路的諧振

Crss 反向傳輸電容

在源極接地的情況下,測得的漏極和栅極之間的電容為反向傳輸電容。反向傳輸電容等同于栅漏電容。Cres=Cgd,反向傳輸電容也常叫做米勒電容,對于開關的上升和下降時間來說是其中一個重要的參數,他還影響這關斷延時時間。電容随着漏源電壓的增加而減小,尤其是輸出電容和反向傳輸電容。

Eoss 輸出電容存儲能量

表示輸出電容Coss在MOS管存儲的能量大小。由于MOS管的輸出電容Coss有非常明顯的非線性特性,随VDS電壓的變化而變化。所以如果Datasheet提供了這個參數,對于評估MOS管的開關損耗很有幫助。并非所有的MOS管手冊中都會提供這個參數,事實上大部分Datasheet并不提供。

di/dt 電流上升率

該參數反應了MOSFET體二極管的反向恢復特性。因為二極管是雙極型器件,受到電荷存儲的影響,當二極管反向偏置時,PN結儲存的電荷必須清除,上述參數正反映了這一特性。
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圖表19寄生電容結構和電路示意圖

Qgs、Qgd和Qg(栅極電荷值)

Qg栅極電荷值,也叫栅極總充電電量,反應存儲在端子間電容上的電荷,既然開關的瞬間,電容上的電荷随電壓的變化而變化,所以設計栅驅動電路時經常要考慮栅電荷的影響。

Qgs為從0電荷開始到第一個拐點處,Qgd是從第一個拐點到第二個拐點之間部分(也叫做“米勒”電荷),Qg是從0點到VGS等于一個特定的驅動電壓的部分。

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圖表20Qgs、Qgd和Qg參數含義示意圖

漏電流和漏源電壓的變化對栅電荷值影響比較小,而且栅電荷不随溫度的變化。測試條件是規定好的。栅電荷的曲線圖體現在數據表中,包括固定漏電流和變化漏源電壓情況下所對應的栅電荷變化曲線。在上圖中,平台電壓VGS(pl)随着電流的增大增加的比較小(随着電流的降低也會降低)。平台電壓也正比于阈值電壓,所以不同的阈值電壓将會產生不同的平台電壓。詳解見下圖:

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圖表21Qgs、Qgd和Qg參數含義分解

td(on) 導通延時時間

是從當栅源電壓上升到10%栅驅動電壓時到漏電流升到規定電流的90%時所經歷的時間。

td(off) 關斷延時時間

是從當栅源電壓下降到90%栅驅動電壓時到漏電流降至規定電流的10%時所經歷的時間。這顯示電流傳輸到負載之前所經歷的延遲。

Tr 上升時間

上升時間是漏極電流從10%上升到90%所經歷的時間。

Tf 下降時間

下降時間是漏極電流從90%下降到10%所經歷的時間。

NF 低頻噪聲系數

單位為分貝(dB),噪聲是由管子内部載流子運動的不規則性所引起的,由于它的存在,可使放大器即便在沒有信号輸人時,輸出端也會出現不規則的電壓或電流變化。噪聲系數NF數值越小,代表管子所產生的噪聲越小,場效應管的噪聲系數約為幾個分貝,比雙極性三極管的要小。

gM 跨導

是表示栅源電壓VGS對漏極電流ID的控制能力,即漏極電流ID變化量與栅源電壓VGS變化量的比值,是權衡場效應管放大才能的重要參數。

4、其他重要參數


除以上介紹的參數之外,MOS管還有很多重要的參數,明細如下:

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表22MOS管其他重要參數列表